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Tuesday, 11 August 2009

DISPOSITIVOS DE EFEITOS PELTIER

Dispositivos de efeito Peltier

1-) Princípios

Termopares são dispositivos que geram corrente elétrica a partir de duas junções de metais diferentes em diferentes temperaturas. Por isso são usados para indicação e controle de temperatura em muitos processos industriais.

O efeito Peltier é o inverso do termopar: uma corrente elétrica é forçada a passar por junções de metais diferentes e uma é aquecida e outra é resfriada.

Os termopares usam metais para as junções e os valores de tensão e corrente são bastante baixos. Mas isto não é muito importante pois a finalidade é apenas medição.

Os dispositivos práticos de efeito Peltier usam semicondutores para uma maior densidade de corrente e, assim, de potência.

Em geral o material semicondutor é telureto de bismuto altamente dopado para criar semicondutores tipo P e tipo N. A Figura 1.1 acima dá o esquema de funcionamento.

Ao circular corrente pelas junções calor é transferido de uma para outra e o dispositivo funciona como um refrigerador sem partes móveis.

2-) Arranjos práticos

Na prática não é usado apenas um par de junções, mas uma série delas para maximizar a potência de resfriamento.

Na Figura 2.1 as junções são eletricamente ligadas em série e termicamente em paralelo. E várias séries são colocadas em forma de matriz, formando um conjunto ou módulo de aspecto conforme Figura 2.2.

Comercialmente os módulos são disponíveis em uma variedade de formatos, tensões, correntes, capacidades térmicas.

Um módulo típico pode proporcionar diferenças de temperaturas de algumas dezenas de graus Celsius. Diferenças ainda maiores podem ser obtidas com associações em cascata conforme Figura 2.3.

Exemplo de características de um módulo comercial singelo típico de tamanho médio: dimensões 55 x 55 x 4 mm, tensão máxima 31 V, corrente máxima 6 A, potência calorífica máxima 112 W, diferença máxima de temperatura 73ºC.

3-) Aplicações

O conjunto tradicional de refrigeração (compressor, condensador, evaporador) é pouco adequado para equipamentos pequenos. Ocupa razoável espaço, tem partes móveis, a manutenção é especializada.

Os dispositivos Peltier são pequenos, confiáveis, não têm partes móveis e podem ser usados em aplicações de pequena capacidade de refrigeração e pouco espaço como, por exemplo, pequenas geladeiras para automóveis, equipamentos de laboratório, refrigeração de processadores para aumentar o desempenho (overclock).

A potência dissipada por unidade de área é relativamente alta e, em muitos casos, há necessidade de ventilação forçada na junção quente conforme Figura 3.1 e o conjunto fica parecido com um cooler comum de processador com um módulo Peltier intercalado.

Se o conjunto é instalado no interior de algum equipamento, provavelmente será necessária a instalação de ventilação adicional para evitar aquecimento de outras partes.

Em caso de defeito, o dispositivo a resfriar fica isolado do dissipador e proteções devem existir se o superaquecimento não for tolerado.

Outro aspecto a considerar é a possibilidade de condensação de água. Isso pode ser evitado pela correta seleção do tipo, evitando superdimensionamentos. Uma boa opção seria o uso de sistemas de controle para evitar excesso de resfriamento e, por conseqüência, a indesejável condensação

Posted by Edimcom at 8:22 PM BRST

Updated: Tuesday, 11 August 2009 8:29 PM BRST

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Monday, 10 August 2009

Demoduladores PrincÃpios BÃ¡sicos para AM

DEMODULADORES PRINCIPIOS BÁSICOS PARA AM

Demoduladores: princípios básicos para AM e FM

O processo básico das telecomunicações consiste em adicionar o sinal das informações que se deseja transmitir ao sinal de transmissão (portadora), ou seja, uma modulação. No receptor, deve ocorrer o processo inverso, isto é, o sinal original deve ser separado do sinal recebido por um circuito demodulador (ou detector).

Existem várias formas de modulação e demodulação. Nesta página, as mais comuns para esta última e alguns circuitos também comuns.

1-) Modulação de amplitude (AM): conceitos básicos

Depois da telegrafia, é certamente o método mais antigo de transmissão e recepção de sinais. Ainda bastante usado em rádio, televisão analógica e outros equipamentos de comunicação.

Neste processo, a intensidade (ou amplitude) da portadora varia de acordo com o sinal que se deseja transmitir. Por isso, pode-se imaginar que só há uma freqüência de transmissão, pois somente a amplitude varia. Mas isso não é verdadeiro. Ver na Figura 1.1 abaixo.

Quando um sinal modulante de freqüência f_s varia a amplitude de uma portadora de freqüência f_p, há na realidade formação de duas novas portadoras, chamadas bandas laterais, de freqüências acima e abaixo da portadora, conforme indicadas na figura:
(f_p+f_s e f_p-f_s).

Portanto, o que realmente se transmite é a portadora e as bandas laterais. E notar que toda informação do sinal modulante está nestas últimas e não na portadora central.

A distribuição de freqüências pode ser vista de forma aproximada na Figura 1.2 ao lado, que exibe a portadora e as respectivas bandas laterais.

Observação: aqui é considerado o caso mais simples, isto é, o de sinais senoidais, tanto para a portadora quanto para o de modulação.

Os gráficos da Figura 1.1 foram obtidos em uma planilha Excel, com dados numéricos calculados em intervalos discretos. O autor usou valores de intervalos de forma a evitar uma planilha muito grande e, portanto, algumas formas de onda não parecem exatamente senoidais devido a aproximações. Mas devem assim ser consideradas.

A suposição de um sinal senoidal simples é apenas uma questão de clareza. Um sinal mais complexo como áudio tem um espectro contínuo, hipoteticamente representado na parte esquerda da Figura 1.3. E o sinal modulado terá espectro conforme indicado na mesma figura.

Notar que o sinal modulado tem o dobro da largura de banda do modulante.

2-) Modulação de amplitude (AM): formulação matemática

Seja a tensão do sinal da portadora dada por: V_p(t) = A_p sen(2 p f_p t). E a do sinal modulante dada por: V_s(t) = A_s sen (2 p f_s t).

Se desejamos modular a amplitude da portadora pelo sinal, o coeficiente Ap deverá ser substituído por [A_p + V_s(t)]. Assim, V_p(t) = [A_p + A_s sen (2 p f_s t)] sen(2 p f_p t).

Considerando o fator m = A_s / A_p, a amplitude da portadora é dada por:
A(t) = A_p + m A_p sen(2 p f_s t). E, colocando A_p em evidência, temos:
A(t) = A_p [1 + m sen(2 p f_s t)]. E a portadora modulada será dada por:

V_p(t) = A_p [1 + m sen(2 p f_s t)] sen(2 p f_p t) #II.1#.

O fator m é chamado índice de modulação. Ele indica quanto da amplitude da portadora é variada pelo sinal modulante. Um valor nulo significa ausência de modulação e um fator igual a um indica que toda a amplitude da portadora é afetada, isto é, varia de 0 até 2A_p.

Trabalhando a última igualdade: V_p(t) = A_p sen(2 p f_p t) + m A_p sen(2 p f_s t) sen(2 p f_p t). E, substituindo o produto dos senos pela respectiva igualdade trigonométrica, temos:

V_p(t) = A_p sen(2 p f_p t) + (m A_p/2) cos(2 p f_p t - 2 p f_s t) - (m A_p/2) cos(2 p f_p t + 2 p f_s t) #II.2#.

E o resultado está de acordo com a Figura 1.1 do tópico anterior: o sinal modulado é igual à soma da portadora (parcela em vermelho na equação) mais dois sinais de freqüências iguais à soma e à diferença das freqüências da portadora e do sinal modulante (parcelas em verde).

Potência dos sinais

A potência de um sinal senoidal é proporcional ao quadrado da sua amplitude. Considerando um fator de proporcionalidade k, temos para a portadora:

P_p = k (A_p)²#II.3#. E para cada banda lateral:
P_b = k (m A_p/2)²#II.4#. Ou seja, aumenta com o aumento do índice de modulação.

Desde que a informação do sinal modulante está nas bandas laterais, é importante manter o índice de modulação o mais alto possível para a melhor transmissão. Entretanto, ele não deverá ultrapassar a unidade para evitar a sobremodulação, que distorce o sinal transmitido.

3-) Modulação de freqüência (FM): conceitos básicos

A modulação de amplitude apresenta a desvantagem da elevada sensibilidade a interferências. Isto é facilmente observado ao se sintonizar um receptor de AM.

Se, em vez de variar a amplitude, o sinal modulante variar a freqüência da portadora, pode-se esperar uma uma melhor qualidade de transmissão, uma vez que a freqüência do sinal não é afetada por interferências. Ver Figura 3.1 ao lado.

A contrapartida para a melhor qualidade da FM é uma largura de banda maior. No caso de rádios, enquanto uma transmissão de AM pode ser razoavelmente efetuada numa faixa de 10 kHz, uma de FM precisa de larguras tão altas como 150 a 200 kHz para uma boa qualidade. Por isso, as freqüências reservadas para transmissões comerciais de rádios de FM estão na faixa de VHF, de 88 a 108 MHz, para acomodar um número razoável de estações.

4-) Modulação de freqüência (FM): formulação matemática

O modelo matemático da FM não é tão simples quanto o da AM. O seu desenvolvimento completo exige conceitos como séries de Fourier e funções de Bessel. Aqui são apresentadas apenas as informações básicas, ficando os demais desenvolvimentos para uma futura atualização desta página.

O conceito de FM pode ser entendido como um caso particular de um mais genérico, chamado modulação de ângulo. Seja uma portadora de amplitude constante, cujo ângulo de fase varie conforme uma função f(t): V_p = A_p cos[2 p f_p t + f(t)]. Podemos dizer que:

F(t) = 2 p f_p t + f(t) é a fase instantânea da portadora e f(t) é o desvio de fase da portadora.

A freqüência angular instantânea w(t) é dada pela derivação da fase instantânea em relação ao tempo: w(t) = d[F(t)] / dt = 2 p f_p + d[f(t)] / dt.

A freqüência instantânea f_i(t) é obtida pela divisão da freqüência angular por 2 p (radianos):
f_i(t) = w(t) / 2 p = f_p + (1 / 2 p ) d[f(t)] / dt. E o termo d[f(t)] / dt é dito variação angular da freqüência.

Se fazemos a variação angular de freqüência proporcional a um sinal modulante V_s(t) com um fator de proporcionalidade k, temos: d[f(t)] / dt = 2 p k V_s(t). E a freqüência instantânea será dada por: f_i(t) = f_p + k V_s(t). Ou seja, a freqüência instantânea da portadora varia linearmente com o sinal modulante.

Observar que se fizéssemos o desvio de fase proporcional ao sinal, f(t) = 2 p k V_s(t), não haveria uma modulação de freqüência mas sim uma modulação de fase. Mas esta última não está no escopo desta página.

Seja agora um sinal modulante senoidal dado por V_s(t) = A_s cos(2 p f_s t). Substituindo na equação da freqüência instantânea: f_i(t) = f_p + k A_s cos(2 p f_s t). Desde que o máximo valor absoluto do co-seno é 1, podemos dizer que o máximo desvio de freqüência é Df = k A_s.

E o fator b = Df / f_s é o índice de modulação da FM.

Da igualdade anterior, d[f(t)] / dt = 2 p k V_s(t), podemos fazer f(t) = 2 p k ò_0-t V_s(u) du. Fazendo para o sinal senoidal, temos: f(t) = 2 p k ò_0-t A_s cos(2 p f_s u) du = 2 p k A_s sen(2 p f_s t) / 2 p f_s.
Substituindo, f(t) = (Df / f_s) sen(2 p f_s t) = b sen(2 p f_s t).

E o sinal da portadora senoidal com uma modulante senoidal será:

V_p(t) = A_p cos[2 p f_p t + b sen(2 p f_s t)] #IV.1#.

Desde que cos(a+b) = cos a cos b - sen a sen b, temos:
V_p = A_p { cos 2 p f_p t cos ( b sen 2 p f_s t) - sen 2 p f_p t sen ( b sen 2 p f_s t) }.

Para pequenos valores de x vale: cos x @ 1 e sen x @ x. Assim, para pequenos índices de modulação: cos ( b sen 2 p f_s t) @ 1 e sen ( b sen 2 p f_s t) @ b sen 2 p f_s t. Portanto,

V_p = A_p cos(2 p f_p t) - A_p sen(2 p f_p t) b sen(2 p f_s t). E, substituindo pela igualdade trigonométrica do produto dos senos, temos:

V_p(t) = A_p cos(2 p f_p t) + (b A_p / 2) { cos[2 p (f_p + f_s) t] - cos[2 p (f_p - f_s) t] } #IV.2#.

A igualdade anterior indica que, para pequenos índices, uma modulação senoidal de freqüência tem largura de banda similar à da modulação de amplitude (2 fs). Mas isso foi obtido com as aproximações consideradas. Na realidade, a modulação de freqüência tem infinitos pares de bandas laterais. Na prática, são consideradas apenas as mais significativas.

Para índices de modulação maiores, o modelo é mais complexo e, por enquanto, não é dado.

A Figura 4.1 dá noção da distribuição de bandas significativas para diversos índices. Notar que, quanto maior o índice, menor a amplitude da portadora central. Para alguns valores, ela pode mesmo desaparecer.

Existem algumas fórmulas práticas para determinação aproximada da largura de banda necessária, como esta:

largura de banda = 2 (Df + f_s) #IV.3#.

Exemplo: para modular uma portadora com um sinal de 10 kHz e uma variação de freqüência de 50 kHz (b = 5), a largura de banda seria 2 (50 + 10) = 120 kHz.

5-) Modulação de amplitude (AM): um demodulador comum

A Figura 5.1 ao lado dá o esquema de um demodulador comum de AM, usado desde os tempos da galena.

Um diodo só permite a passagem dos semiciclos positivos do sinal composto e o filtro RC que segue faz a conformação dos picos, resultando numa aproximação bastante satisfatória do sinal modulante original. É evidente que o capacitor C deve ser adequadamente dimensionado. Um valor alto tende a estabilizar a saída, como em uma fonte de alimentação.

6-) Modulação de freqüência (FM): um detector rudimentar

Desde que a amplitude da portadora de FM não varia, a demodulação não pode ser feita com o simples diodo da AM. Entretanto, um receptor de AM pode detectar precariamente uma transmissão de FM se puder sintonizar freqüência próxima.
A curva azul da Figura 6.1 é uma aproximação da resposta de freqüências de um receptor de AM sintonizado em uma determinada f_z. Ou seja, quanto mais se afasta da freqüência de sintonia, menor a amplitude do sinal recebido.

Uma portadora de FM, com freqüência central f_p próxima da de sintonia f_z, pode ser detectada, uma vez que a variação de freqüência entre as bandas 1 e 2 produz sinais de diferentes amplitudes devido à curva de resposta dos circuitos ressonantes do receptor.

Notar que, se fp for igual a fz, não haverá detecção pois não haverá variação do sinal com a variação da freqüência.

Entretanto, é uma recepção bastante precária e distorcida, pois se trabalha numa região de baixa sensibilidade do receptor e de não linearidade.

7-) Modulação de freqüência (FM): um detector melhor

O exemplo do tópico anterior pode sugerir a construção de um detector de FM com o uso de filtro.

Se um filtro, passa-altas ou passa-baixas, tem uma resposta linear, um sinal de freqüência variável aplicado na entrada terá, na saída, amplitude também variável e proporcional à freqüência da entrada.

Na Figura 7.1, visualização gráfica para ambos os tipos de filtro.

Assim, na saída do filtro, haverá um sinal que, além da freqüência, terá amplitude modulada que poderá ser detectada com um conjunto diodo-filtro RC usado em AM.

A Figura 7.2 ao lado exibe o arranjo.

O circuito anterior apresenta uma falha: não há bloqueio contra interferências de AM. Se existirem na entrada, estarão presentes na saída do sinal.
Na Fig 7.3, são usados os dois tipos de filtro, com a freqüência da portadora de FM na interseção das suas linhas.

Há um detector para cada filtro e um amplificador diferencial que recebe os sinais de ambos.

Pode-se concluir que variações de freqüência produzem sinais de diferentes amplitudes e que interferências de AM, teoricamente, produzem sinais de iguais amplitudes nas saídas dos filtros e, portanto, não serão processadas pelo amplificador diferencial.

8-) Modulação de freqüência (FM): um outro detector

Na Figura 8.1 abaixo um circuito, chamado discriminador por deslocamento de fase, que foi muito usado até certa época.

O transistor Q1 é apenas um amplificador para o sinal FM de entrada.
Os circuitos ressonantes C1/L1 e C2/L2 são sintonizados na freqüência central da portadora.

O indutor L3 é o caminho DC para os diodos D1 e D2.

R3 e R4 são os resistores de saída do sinal e os capacitores C3 e C4 drenam a radiofreqüência, ou seja, têm baixa reatância na faixa de freqüência do sinal de entrada.

C5 é acoplamento da saída.

C6 tem baixa reatância na faixa do sinal de entrada e, desde que C4 também tem conforme já dito, o sinal e em L3 é o sinal aplicado no circuito ressonante primário C1/L1.

e1 e e2 são as tensões induzidas nas metades superior e inferior de L2. Notar que elas sempre estão defasadas de 180° entre si.

Os resistores R1 e R2 não são obrigatórios mas são usados para melhor equilibrar a resistência inversa dos diodos. R3 é igual a R4.

Observar e3 é igual a (e1 + e) e e4 é igual a (e2 + e). Desde que se trata de circuito AC, estas somas devem ser entendidas como vetoriais, pois nem sempre estarão na mesma fase.

Supomos que a freqüência de entrada é igual à de ressonância do circuito: a tensão e está igualmente defasada de 90° em relação a e1 e e2, conforme diagrama central da Figura 8.2. Assim, e3 e e4 têm o mesmo valor absoluto e serão retificadas em contraposição pelos diodos,

resultando em tensão nula na saída.

Se a freqüência de entrada difere da de ressonância do circuito: as reatâncias indutiva e capacitiva do circuito ressonante se tornam diferentes, provocando um desvio de fase entre a tensão de entrada e a tensão induzida no circuito. Notar que e1 e e2 continuam defasados 180° entre si mas o ângulo em relação a e não é mais 90° e a simetria da soma vetorial é desfeita. Assim, os valores de e3 e e4 são diferentes e haverá uma tensão na saída correspondente à diferença. O diagrama esquerdo da Figura 8.2 indica operação acima da ressonância e o direito, o inverso.

Portanto, a saída do circuito é nula na freqüência central da portadora, positiva acima e negativa abaixo. E há proporcionalidade entre a diferença de freqüências e a tensão de saída. Ou seja, a variação de freqüência é convertida em variação de tensão.

Posted by Edimcom at 9:06 PM BRST

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Componentes EletrÃ´nicos

COMPONENTES ELETRÔNICOS II

RU4D, RU4DS e RP3F

Diodos damper, usados em circuitos de deflexão horizontal de televisores e monitores de vídeo.

Valores máximos
-	V_RM V	I_F(AV) A () c/ dissip	I_FSM A meia senóide	T_junc T_arm ºC	Massa g
RU 4D	1300	1,2 (1,5)	50	-40 a +150	1,2
RU 4DS	1300	1,5 (2,5)			1,2
RP 3F	1500	2,0			1,0

Características elétricas
-	V_F V		I_R µA	I_R(H) µA	t_rr µs		t_rr µs		R_th
-	Max	I_F A	V_R=V_RMmax	VR=V_RMT_a=100ºC max	-	I_F/I_RP mA	-	I_F/I_RP mA	ºC/W
RU 4D	1,8	1,5	50	500	0,4	500 / 500	0,18	500 / 1000	8,0
RU 4DS	1,8	3,0			0,4		0,18		8,0
RP 3F	1,7	2,0			0,7		0,3		10,0

TDA1175P

Este é um CI de saída vertical, usado em alguns monitores mais antigos.

A figura ao lado dá a aplicação típica, conforme datasheet do fabricante.

Algumas vezes isso pode ajudar o reparo, quando não se dispõe do esquema do aparelho.

TIP31 TIP41

Transistores NPN de potência para uso geral em embalagem TO 220.

	TIP31	TIP31A	TIP31B	TIP31C	TIP41	TIP41A	TIP41B	TIP41C
Vcb (V)	40	60	80	100	40	60	80	100
Vce (V)	40	60	80	100	40	60	80	100
Ic (A)	3	3	3	3	6	6	6	6
Pmax (W)	40	40	40	40	65	65	65	65
ft min (MHz)	3	3	3	3	3	3	3	3
Hfe	10-50	10-50	10-50	10-50	15-75	15-75	15-75	15-75

TIP32 TIP42

Transistores PNP de potência, complementares dos TIP31 e 41 do tópico anterior.

	TIP32	TIP32A	TIP32B	TIP32C	TIP42	TIP42A	TIP42B	TIP42C
Vcb (V)	40	60	80	100	40	60	80	100
Vce (V)	40	60	80	100	40	60	80	100
Ic (A)	3	3	3	3	6	6	6	6
Pmax (W)	40	40	40	40	65	65	65	65
ft min (MHz)	3	3	3	3	3	3	3	3
Hfe	10-50	10-50	10-50	10-50	15-75	15-75	15-75	15-75

Transistores da série BC

Ref	Tipo	V_CBO (V)	I_C (mA)	Freq lim (MHz)	Rth (K/W)	Encap	Pot (W)	Aplicações típicas
BC107	N-S	50	100	300	-	TO-18	0,3	Ampl sinal baixa potência
BC108	"	30	100	300	-	"	0,3	"
BC109	"	30	100	300	-	"	0,3	Ampl sinal baixa pot e baixo ruído
BC109C	"	30	100	300	-	"	0,3	"
BC121	N-S	5	75	250	<1000	Mini	-	Ampl BF baixo nível ruído
BC122	"	30	75	250	"	"	-	"
BC123	"	45	75	250	"	"	-	"
BC167	"	50	200	250	<420	TO-92	-	Ampl e excitador de BF
BC168	"	30	200	250	"	"	-	"
BC169	"	30	50	300	"	"	-	Ampl BF baixo nível ruído
BC182	"	60	200	150	"	"	-	"
BC183	"	45	200	150	"	"	-	"
BC201	P-S	-5	-75	80	<1000	Mini	-	"
BC202	"	-30	-75	80	"	"	-	"
BC203	"	-45	-75	80	"	"	-	"
BC212	"	-60	-200	200	<420	TO-92	-	Ampl e excitador de BF
BC213	"	-45	-200	200	"	"	-	"
BC237	N-S	50	200	250	"	"	-	"
BC238	"	30	200	250	"	"	-	"
BC239	"	30	50	300	"	"	-	Ampl BF baixo nível ruído
BC257	P-S	-50	-200	130	"	"	-	Ampl e excitador de BF
BC258	"	-30	-200	130	"	"	-	"
BC259	"	-25	-50	130	"	"	-	Ampl BF baixo nível ruído
BC307	"	-50	-200	200	"	"	-	Ampl e excitador de BF
BC308	P-S	-30	-200	200	<420	TO-92	-	Ampl e excitador de BF
BC309	"	-25	-50	200	"	"	-	Ampl BF baixo nível ruído
BC327	"	-50	-800	100	<200	"	-	Estágios excitad e finais de BF
BC328	'	-30	-800	100	"	"	-	"
BC337	N-S	50	800	100	"	"	-	"
BC338	"	30	800	100	"	"	-	"
BC368	"	25	1000	65	<156	"	-	Estágios finais de BF
BC369	P-S	-25	-1000	65	"	"	-	"
Ref	Tipo	V_CBO (V)	I_C (mA)	Freq lim (MHz)	Rth (K/W)	Encap	Pot (W)	Aplicações típicas
BC413	N-S	45	100	250	<420	"	-	Ampl BF baixo nível ruído
BC414	"	50	100	250	"	"	-	"
BC415	P-S	-45	-100	200	<400	"	-	"
BC416	"	-50	-100	200	"	"	-	"
BC516	"	-40	-400	220	<200	"	-	Ampl excitador de relé
BC517	N-S	40	400	220	"	"	-	"
BC546	"	80	100	300	<250	"	-	Ampl e excitador de BF
BC547	"	50	100	300	"	"	-	"
BC548	"	30	100	300	"	"	-	"
BC549	"	30	100	300	"	"	-	Ampl BF baixo nível ruído
BC550	"	50	100	300	"	"	-	"
BC556	P-S	-80	-100	150	"	"	-	Ampl e excitador de BF

Transistores de efeito de campo

Ref	Encap	Tipo	Polarid	Veloc	VBRdss (V)	Rds (W)	Vgs (V)	ID 25C (A)	Rth (ºC/W)	Pow (W)
IRF9610	TO-220AB	Discr	P	Std	-200	3	-10	-1,8	6,4	20
IRF9620	"	"	P	"	-200	1,5	-10	-2,5	3,1	40
IRF9630	"	"	P	"	-200	0,8	-10	-6,5	1,7	74
IRF9640	"	"	P	"	-200	0,5	-10	-11	1	125
IRF6215	"	"	P	"	-150	0,29	-10	-13	1,4	110
IRF5210	"	"	P	"	-100	0,06	-10	-40	0,75	200
IRF9510	"	"	P	"	-100	1,2	-10	-4
IRF9520N	"	"	P	"	-100	0,48	-10	-6,8	3,1	48
IRF9530N	"	"	P	"	-100	0,2	-10	-14	1,9	79
IRF9540N	"	"	P	"	-100	0,117	-10	-23	1,1	140
IRF9Z14	"	"	P	"	-60	0,5	-10	-6,7
IRF4905	"	"	P	"	-55	0,02	-10	-64	1,0	150
IRF5305	"	"	P	"	-55	0,06	-10	-31	1,4	110
IRF9Z24N	"	"	P	"	-55	0,175	-10	-12	3,3	45
IRF9Z34N	"	"	P	"	-55	0,1	-10	-17	2,7	56
IRF3704	TO-220AB	Discr	N	Logic	20	0,009	10	64	1,7	90
IRL3102	"	"	N	"	20	0,013	4,5	61	1,4	89
IRL3202	"	"	N	"	20	0,016	4,5	48	1,8	69
IRL3302	"	"	N	"	20	0,02	4,5	39	2,2	57
IRL3402	"	"	N	"	20	0,01	4,5	85	1,1	110
IRL3502	"	"	N	"	20	0,007	4,5	110	0,89	140
IRL2203N	"	"	N	"	30	0,007	4,5	100	1,2	130
IRL2703	"	"	N	"	30	0,04	4,5	24	3,3	45
IRL3103	"	"	N	"	30	0,014	4,5	56	1,8	83
IRL3103D1	"	"	N	"	30	0,014	10	54	1,8
IRL3303	"	"	N	"	30	0,026	4,5	34	2,7	56
IRL3803	"	"	N	"	30	0,006	4,5	120	1,0	150
IRF1104	"	"	N	Std	40	0,009	10	100	0,9	170
IRF1404	"	"	N	"	40	0,004	10	162	0,75	200
IRL1004	"	"	N	Logic	40	0,006	4,5	130	0,75	200
IRL1404	TO-220AB	Discr	N	Logic	40	0,004	10	160	0,75	200
IRF1010N	"	"	N	Std	55	0,012	10	72	1,2	130
IRF1205	"	"	N	"	55	0,027	10	41	1,8	83
IRF1405	"	"	N	"	55	0,005	10	133	0,75	200
IRF3205	"	"	N	"	55	0,008	10	98	1,0	150
IRFZ24N	"	"	N	"	55	0,07	10	17	3,3	45
IRFZ34N	"	"	N	"	55	0,04	10	26	2,7	56
IRFZ44N	"	"	N	"	55	0,024	10	41	1,8	83
IRFZ46N	"	"	N	"	55	0,02	10	46	1,7	88
IRFZ48N	"	"	N	"	55	0,016	10	53	1,6	94
IRL2505	"	"	N	Logic	55	0,008	4,5	104	0,75	200
IRL3705N	"	"	N	"	55	0,01	4,5	77	1,2	130
IRLZ24N	"	"	N	"	55	0,06	4,5	18	3,3	45
IRLZ34N	"	"	N	"	55	0,035	4,5	27	2,7	56
IRLZ44N	"	"	N	"	55	0,022	4,5	41	1,8	83
IRF1010E	TO-220AB	Discr	N	Std	60	0,012	10	81	0,9	170
IRFZ14	"	"	N	"	60	0,2	10	10
IRFZ24	"	"	N	"	60	0,1	10	17	2,5	60
IRFZ34E	"	"	N	"	60	0,042	10	28	2,2	68
IRFZ44E	"	"	N	"	60	0,023	10	48	1,4	110
IRLZ24	"	"	N	Logic	60	0,1	5	17
IRLZ34	"	"	N	"	60	0,05	5	30
IRLZ44	"	"	N	"	60	0,028	5	50
IRF2807	"	"	N	Std	75	0,013	10	82	0,75	200
IRF1310N	"	"	N	"	100	0,036	10	42	0,95	160
IRF3710	"	"	N	"	100	0,025	10	57	0,75	200
IRF510	"	"	N	"	100	0,54	10	5,6
IRF520N	"	"	N	"	100	0,2	10	9,7	3,1	48
IRF530N	"	"	N	"	100	0,11	10	17	1,9	79
IRF540N	"	"	N	"	100	0,052	10	33	1,1	140
IRFS59N10D	TO-220AB	Discr	N	Std	100	0,025	10	59	0,5	200
IRL2910	"	"	N	Logic	100	0,026	4,5	48	0,75	200
IRL520N	"	"	N	"	100	0,18	4,5	10	3,1	48
IRL530N	"	"	N	"	100	0,1	4,5	17	1,9	79
IRL540N	"	"	N	"	100	0,044	4,5	36	1,1	140
IRF3315	"	"	N	Std	150	0,082	10	21	1,6	94
IRF3415	"	"	N	"	150	0,042	10	43	0,75	200
IRFB23N15D	"	"	N	"	150	0,09	10	23	1,1	3,8
IRFB33N15D	"	"	N	"	150	0,056	10	33	0,9	3,8
IRFB41N15D	"	"	N	"	150	0,045	10	41	0,75	200
IRL3215	"	"	N	Logic	150	0,166	10	12	1,9	80
IRF610	"	"	N	Std	200	1,5	10	3,3	3,5	36
IRF620	"	"	N	"	200	0,8	10	5,2	2,5	50
IRF630	"	"	N	"	200	0,4	10	9	1,7	74
IRF640	"	"	N	"	200	0,18	10	18	1,0	125
IRFB31N20D	TO-220AB	Discr	N	Std	200	0,082	10	31	0,75	200
IRL620	"	"	N	Logic	200	0,8	5	5,2
IRL630	"	"	N	"	200	0,4	4,5	9	1,7	74
IRL640	"	"	N	"	200	0,18	4,5	17	1	125
IRF614	"	"	N	Std	250	2	10	2,7	3,5	36
IRF624	"	"	N	"	250	1,1	10	4,4	2,5	50
IRF634	"	"	N	"	250	0,45	10	8,1	1,7	74
IRF644	"	"	N	"	250	0,28	10	14	1,0	125
IRF737LC	"	"	N	"	300	0,75	10	6,1	1,7	74
IRFB9N30A	"	"	N	"	300	0,45	10	9,3	1,3	96
IRF710	"	"	N	"	400	3,6	10	2	3,5	36
IRF720	"	"	N	"	400	1,8	10	3,3	2,5	50
IRF730	"	"	N	"	400	1	10	5,5	1,7	74
IRF730A	"	"	N	"	400	1	10	5,5	1,7	74
IRF740	"	"	N	"	400	0,55	10	10	1	125
IRF740A	TO-220AB	Discr	N	Std	400	0,55	10	10	1	125
IRF734	"	"	N	"	450	1,2	10	4,9	1,7	74
IRF744	"	"	N	"	450	0,63	10	3,8	1	125
IRF820	"	"	N	"	500	3	10	2,5	2,5	50
IRF820A	"	"	N	"	500	3	10	2,5	2,5	50
IRF830A	"	"	N	"	500	1,4	10	5	1,7	74
IRF840	"	"	N	"	500	0,85	10	8	1	125
IRF840A	"	"	N	"	500	0,85	10	8	1	125
IRF840AS	"	"	N	"	500	0,85	10	8	1	125
IRFB11N50A	"	"	N	"	500	0,52	10	11	0,75	170
IRFB9N60A	"	"	N	"	600	0,75	10	9,2	0,75	170
IRFBC20	"	"	N	"	600	4,4	10	2,2	2,5	50
IRFBC30	"	"	N	"	600	2,2	10	3,6	1,7	74
IRFBC30A	"	"	N	"	600	2,2	10	3,6	1,7	74
IRFBC40A	"	"	N	"	600	1,2	10	6,1	1,3	96
IRFB9N65A	TO-220AB	Discr	N	Std	650	0,9	10	8,5	0,75	167
IRFBE20	"	"	N	"	800	6,5	10	1,8	2,3	54
IRFBE30	"	"	N	"	800	3	10	4,1	2,0	125
IRFBF20	"	"	N	"	900	8	10	1,7	2,3	54
IRFBF30	"	"	N	"	900	3,7	10	3,6	1	125
IRFBG20	"	"	N	"	1000	11	10	1,4	2,3	54
IRFBG30	"	"	N	"	1000	5	10	3,1	1	125

UF5400 a UF5408

Retificadores ultra-rápidos, tensão inversa de 50 a 1000 V e corrente direta 3,0 A.

Valores máximos e dados térmicas (p/ temperatura ambiente de 25ºC, exceto onde indicado)
	Simb Unid	UF 5400	UF 5401	UF 5402	UF 5403	UF 5404	UF 5405	UF 5406	UF 5407	UF 5408
Max tensão inversa repetitiva de pico	V_RRM (V)	50	100	200	300	400	500	600	800	1000
Max tensão RMS	V_RMS (V)	35	70	140	210	280	350	420	560	700
Max tensão DC inversa	V_DC (V)	50	100	200	300	400	500	600	800	1000
Max corrente direta retificada (condutor 9,5 mm compr e TA=55ºC)	I_F(AV) (A)	3,0
Max corrente direta de pico (sinal semi-senoidal de 8,3 ms - método JEDC - a TA=55ºC)	I_FSM (A)	150
Resist térmica típica (°C/W)	R_QJA R_QJL	20 8,5
Faixa de temp de junção e de armazenagem (°C)	T_J T_STG	-55 a +150
Características elétricas
Max queda de tensão direta a 3,0 A	V_F (V)	1,0					1,7
Max corrente inversa na tensão DC inversa TA=25°C	I_R (A)	10
Max corrente inversa na tensão DC inversa TA=100°C	I_R (A)	75					200
Max tempo recup inverso a I_F=0,5 A, I_R=1,0 e I_rr=0,25 A	t_rr (ns)	50					75
Capacitância típica da junção a 4,0 V	C (pF)	45					36

Posted by Edimcom at 9:02 PM BRST

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Componentes EletrÃ´nicos I

COMPONENTES ELETRÔNICOS I

Nesta página, alguns dados e aplicações típicas de alguns componentes e circuitos integrados, de acordo com datasheets dos fabricantes e/ou outras publicações.

Não há critérios quanto aos tipos que serão periodicamente inseridos. Dependerão apenas da disponibilidade e tempo do autor.

4N25 etc...

Acopladores óticos com fototransistor.

Principais aplicações: fontes de alimentação chaveadas, acionamento de relés reed, detecção de chamada telefônica, isolação lógica.

Acopladores óticos são componentes importantes em muitas aplicações. Bloqueiam eventuais picos de tensões altas que podem danificar circuitos sensíveis como, por exemplo, circuitos de comando

Tipos e taxas de transferência de corrente (CRT) em % (mínimo)
Tip	4N25	4N26	4N27	4N28	4N35	4N36	4N37	4N38
%	20	20	10	10	100	100	100	10
Tip	H11A1	H11A2	H11A3	H11A4	H11A5	MCT2	MCT2E	MCT270
%	50	20	20	10	30	20	20	50
Tip	MCT271	MCT272	MCT273	MCT274	MCT275	MCT276	MCT277	-
%	45-90	75-150	125-250	225-400	70-90	15-60	100	-

Valores máximos na temperatura ambiente de 25°C
Fotoemissor		Transistor
Tensão inversa	6,0 V	Tensão ruptura coletor emissor	70 V
Corrente direta	60 mA	Tensão ruptura emissor-base	7,0 V
Dissipação de potência	100 mW	Corrente de coletor	50 mA
-	-	Dissipação de potência	150 mW

555

O 555 é um temporizador que pode atuar na faixa de microssegundos até horas.

Também pode ser usado como oscilador, em freqüências de até 500 kHz.

A corrente máxima de saída é 200 mA e a tensão de alimentação Vcc deve estar na faixa de 4,5 a 16 V.

Uma aplicação típica como oscilador é vista na Fig A ao lado.

A freqüência (Hz) é calculada por:

f = 1,49 / ( (R₁ + 2R₂)C ).

A Fig B ao lado mostra um esquema típico para uso como temporizador.

O intervalo de tempo (s) do pulso de saída é dado por:

Dt = 1,1 R₁ C.

78XX

A série 78XX é composta por reguladores de voltagem de três terminais, capacidade de 1A.

Estão disponíveis nas tensões 5, 6, 8, 9, 10, 11, 12, 15, 18, 24 V.

As encapsulações comuns são TO-220 e D-PACK conforme Fig A ao lado.

Dispõem de limitador de corrente e proteção térmica. Com uso de dissipadores adequados, podem fornecer mais que 1 A. Na Fig B, o diagrama de blocos.

A máxima tensão de entrada é de 35 V para os tipos de 5 a 18 V e de 40 V para o tipo de 24 V.

Embora sejam reguladores fixos (Fig C), com componentes externos podem proporcionar uma regulação ajustável (Figura D - 7 a 30 V).

BD135, BD137, BD139

Transistores NPN de média potência para uso geral.

-	BD135	BD137	BD139
Vce max V	45	60	80
Vcb max V	45	60	100
Ic max A	1	1	1
Pot max W	8	8	8
Hfe	40-250	40-160	40-160

BD677, BD677A, BD679, BD679A, BD681, BD678, BD678A, BD680, BD680A, BD682

Transistores Darlington complementares de potência.

Aplicação: Circuitos lineares e de comutação.

NPN
BD677/A	BD679/A	BD681
PNP
BD678/A	BD680/A	BD682

Símbolo	Valores máximos	BD677/A BD678/A	BD679/A BD680/A	BD681 BD682	Unidade
V_CBO	Tensão coletor-base	60	80	100	V
V_CEO	Tensão coletor-emissor	60	80	100	V
V_EBO	Tensão emissor-base	5			V
I_C	Corrente de coletor	4			A
I_CM	Corrente de pico de coletor	6			A
I_B	Corrente de base	0,1			A
P_tot	Potência dissipada temp amb < 25°C	40			W
T_stg	Temperatura de armazenagem	-65 a 150			°C
T_j	Temperatura da junção	150			°C

BU2508DF

Transistor NPN de potência, de alta velocidade de comutação, com um diodo damper integrado, para uso em circuitos de deflexão horizontal de televisores em cores e monitores de vídeo.

Alguns dados: Vce pico 1500 V max. Vce 700 V max. Ic 8 A max. Ic pico 15 A max. Potência máxima 45 W. Temperatura da junção 150ºC max.

BU2520DF

Transistor NPN de potência, de alta velocidade de comutação, com um diodo damper integrado, para uso em circuitos de deflexão horizontal de televisores em cores e monitores de vídeo.

Alguns dados: Vce pico 1500 V max. Vce 800 V max. Ic 10 A max. Ic pico 25 A max. Potência máxima 45 W. Temperatura da junção 150ºC max.

Diodos túnel

Obs: Ip/Iv é a relação entre corrente de pico e corrente de vale. Os diodos túnel são componentes relativamente pouco usados mas suas características permitem construir circuitos simples em altas freqüências tais como osciladores, receptores, etc.

Ref

Mat

Ip(mA)

Ip/Iv

Vp(mV)

C
(mF)

F
(GHz)

Ref

Mat

Ip(mA)

Ip/Iv

Vp(mV)

C
(mF)

F
(GHz)

1N2927

0,1

2,5

1N3712

1,0

5,0

2,3

1N2927A

0,1

3,2

1N3713

1,0

7,0

5,0

3,2

1N2928

0,47

2,5

100

1N3714

2,2

4,2

2,2

1N2928A

0,47

3,2

100

1N3715

2,2

7,0

3,0

1N2929

1,0

2,5

150

1N3716

4,7

4,0

1,8

1N2929A

1,0

3,2

150

1N3717

4,7

7,6

3,4

1N2930

4,7

2,5

250

1N3718

4,1

1,6

1N2930A

4,7

3,2

250

1N3719

7,0

1N2931

2,5

400

1N3720

4,2

150

1,6

1N2931A

3,2

400

1N3721

7,0

100

2,6

1N2932

2,5

1200

1N3847

5,0

6,0

1N2932A

3,2

1200

1N3848

6,0

1N2933

2,5

1800

1N3849

6,0

1N2933A

3,2

1800

1N3850

6,0

1N2934

100

2,5

2500

1N3851

100

6,0

1N2934A

100

3,2

2500

1N3852

5,0

8,0

1N2939

1,0

2,2

1N3853

8,0

1N2939A

1,0

7,0

1N3854

8,0

1N2940

1,0

7,7

2,2

1N3855

8,0

105

1N2940A

1,0

4,4

7,0

1N3856

100

8,0

115

1N2941

4,7

7,9

2,6

1N3857

5,0

8,0

1N2941A

4,7

4,4

1N3858

8,0

1N2969

2,2

7,6

2,5

1N3859

8,0

1N2969A

2,2

4,5

1N3860

8,0

105

1N3113

1,0

1N3948

4,7

3,5

1N3114

2,2

1N4393

0,1

2,5

1N3115

2,2

1N4393A

0,1

3,2

1N3116

4,7

1N4393B

0,1

3,5

1N3117

4,7

9,0

1N4394

0,22

2,5

1N3118

160

1N4394A

0,22

3,2

1N3119

1N4394B

0,22

3,6

1N3120

1N4395

0,47

2,5

100

1N3128

5,0

8,0

1N4395A

0,47

3,2

100

1N3129

8,0

1N4395B

0,47

3,5

100

1N3130

8,0

120

1N4396

1,0

2,5

150

1N3138

260

1N4396A

1,0

3,2

150

1N3149

7,7

2,6

1N4396B

1,0

3,5

150

1N3149A

4,4

1N4397

2,2

2,5

200

1N3150

7,6

125

2,2

1N4397A

2,2

3,2

200

1N3217

0,47

4,7

8,0

1N4397B

2,2

3,5

200

1N3218

1,0

5,0

1N4398

4,7

2,5

250

1N3218A

1,0

5,0

1N4398A

4,7

3,2

250

1N3219

2,2

5,0

1N4398B

4,7

3,5

250

1N3219A

2,2

5,0

1N4399

2,5

400

1N3220

4,7

1N4399A

3,2

400

1N3221

5,0

100

2,6

1N4399B

3,5

400

1N3221A

6,0

1N3222

5,1

150

1N3560

1,0

5,0

1,3

1N3561

1,0

8,0

1,3

1N3562

5,0

6,0

1,3

LM107, 207 e 307

Amplificadores operacionais para uso geral, substitutos do 709, LM101A e 741.

Algumas características são dadas na tabela abaixo.

Parâmetro	LM107	LM207	LM307
Temp operação ºC	-55 / +125	-25 / +85	0 / +70
Alimentação V	± 22	± 22	± 18
Corrente alim tip mA	1,8	1,8	1,8
Potência mW	500	500	500
Ganho típico V/mV	160	160	160

LM1203

Amplificador de vídeo para monitores. Tensão de alimentação Vcc de 10,8 a 13,2 V. Corrente de saída de vídeo max 28 mA. Potência dissipada max 2,5 W.

Diagrama em blocos

Aplicação típica

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Compact Disk

COMPACT DISK

Compact disk: princípios de funcionamento

A tecnologia da gravação e leitura de sons, dados e imagens por meios óticos, presente nos CDs e mais recentemente nos DVDs, já foi definitivamente incorporada aos tempos atuais.
No áudio, os CDs substituíram completamente os discos de vinil.

Nos computadores, é difícil encontrar um que não tenha uma unidade. Os DVDs se expandem rapidamente e deverão se tornar os sucessores dos videocassetes.

Nesta página são colocados alguns princípios básicos de operação dos CDs, em especial daqueles usados nos computadores.

1-) A trilha ótica

Ao contrário do que ocorre nos discos rígidos de computadores, onde as trilhas de dados são concêntricas, nos CDs elas são dispostas em espiral, ou seja, são contínuas. A Figura 1.1 abaixo é apenas uma representação aproximada, considerando-as como retas.

Para armazenar seqüências de bits, as trilhas são formadas por cavidades (indicadas em cor escura na figura), que muitos chamam pelo nome original do inglês (pits).

As bordas transversais à trilha de cada pit representam o bit 1 e, nos demais locais, os bits são considerados 0. Assim, não podem ser gravadas seqüências de bits 1 consecutivos.

Desde que na prática os dados contém seqüências de bits 1, o software faz a conversão para um formato especial, mas isto não pertence ao escopo desta página.

Observar as dimensões microscópicas dos pits e espaço entre trilhas. Como estão na faixa do comprimento de onda da luz visível, a difração produz aquele interessante efeito visual quando se olha para a face gravada de um CD.

2-) A leitura do bit

A profundidade do pit é fixada em 1/4 do comprimento de onda da radiação incidente.

No momento em que o dispositivo leitor passa pela borda do pit, os raios incidentes estão divididos entre os que atingem a superfície do disco (A) e os que atingem o fundo do pit (B). Assim B percorre um caminho 1/4 de onda maior que A. Na reflexão (A' e B') os raios B' percorrem um caminho também 1/4 de onda maior.

Somando as defasagens (1/4+1/4), os raios B' estarão 1/2 de comprimento de onda atrasados em relação a A' e, portanto, a soma é nula e isso é detectado por um dispositivo fotoelétrico.

3-) O cabeçote leitor

Para ler dados gravados em dimensões próximas do comprimento de onda da luz, o dispositivo não pode ser apenas um simples leitor. São necessários meios para compensar variações dimensionais nos discos e mecanismos acionadores, sem os quais o sistema definitivamente não funcionaria.

A Figura 3.1 abaixo dá o esquema de um leitor típico de 3 feixes. Evidente que podem existir outros arranjos.

A radiação emitida pelo diodo laser passa por uma grelha difrativa que a divide em um feixe central mais dois laterais. Após o polarizador os feixes estarão polarizados em um único plano, por exemplo paralelo à tela. A lente colimadora torna os feixes paralelos, que são depois polarizados circularmente e focalizados no disco pelas lente objetivas.

Na reflexão, desde que estão na direção oposta, o polarizador circular polariza os raios em direção perpendicular aos raios emitidos.

Nesta forma são refletidos pelo polarizador e dirigidos ao dispositivo leitor (detector fotoelétrico).

4-) Ajuste de foco

A lente cilíndrica da figura do tópico anterior exerce um especial papel no sistema de focalização automática: se o disco está no plano focal do sistema ótico (pos 0 da Fig 3) a imagem que atinge o detector fotoelétrico é circular (Fig 4 abaixo). Se o disco se aproxima (pos 1), a imagem é elíptica. Se ele se afasta (pos 2) a imagem também é elíptica, mas girada de 90º em relação à anterior.

Sendo o detector fotoelétrico formado por quatro elementos independentes, o circuito corrige a distância do cabeçote leitor se a intensidade da radiação em cada quadrante não for a mesma.

5-) Mantendo a linha

Além do ajuste automático de foco, o sistema deve dispor de meios para que o leitor acompanhe a trilha do disco. Os dois feixes laterais citados no tópico Cabeçote leitor são usados para este fim.

Na Fig 5.1, os círculos vermelhos indicam o feixe principal corretamente posicionado na trilha, com os dois laterais incidindo sobre a superfície lisa do disco.

Os círculos em azul claro representam um desvio. Portanto, basta prover o detector fotoelétrico de mais dois elementos laterais auxiliares conforme Figura 5.2.
Em A, o cabeçote está corretamente alinhado e os elementos laterais recebem a mesma intensidade. Em B, ocorreu um desvio conforme figura e o elemento da direita recebe uma intensidade maior (e o contrário se o desvio for para o lado oposto).

E o circuito corrige a posição do cabeçote para restabelecer o equilíbrio.

6-) Controle de potência do diodo laser

Desde que nem todos os CDs têm o mesmo índice de reflexão e os diodos laser têm sua eficiência reduzida com o tempo, os aparelhos de CD dispõem de um circuito para ajustar a potência do laser, para evitar erros de leitura.

A Figura 6.1 ao lado mostra um esquema típico.

Há um diodo monitor que recebe o feixe refletido e um CI específico controla a corrente no diodo laser através do transistor e resistor R.

O trimpot na unidade leitora permite o ajuste da corrente nominal (em muitas casos, 50 mA com um CD de teste com um sinal de 1kHz).

Com um voltímetro em R, basta ajustar o trimpot para que a tensão seja correspondente a uma corrente de 50 mA (ou outra, se for o caso). Fácil de calcular pela lei de Ohm.

7-) Estrutura básica de um CD

Um CD comum tem diâmetro de 120 mm e espessura 1,2 mm. Conforme já dito, as trilhas são em formato de espiral e não concêntricas. A gravação se dá do centro para as bordas. Isso permite que algumas unidades possam ler CDs de diâmetro menor.

Na produção industrial, uma matriz com a gravação das trilhas molda um disco de policarbonato, deixando as impressões no mesmo. Ver Figura 7.1 ao lado.

Uma película de alumínio é depositada sobre as impressões para formar a camada refletiva, que possibilita a leitura. Sobre o alumínio são aplicadas uma camada de resina acrílica e a etiqueta do fabricante.

8-) CD gravável (CD-R)

Em relação às fitas magnéticas, os CDs apresentam a vantagem da elevada capacidade de armazenagem (até cerca de 74 minutos de músicas ou 650 MB de dados).
Ao contrário das fitas magnéticas, o conteúdo de um CD comum não pode ser alterado. Os CDs graváveis (CD-R) foram desenvolvidos para amenizar essa inconveniência.

A Figura 8.1 dá uma idéia do CD-R. A camada de material fotossensível é normalmente translúcida, formando um conjunto refletor. Na gravação, um laser de potência maior queima essa camada, deixando-a opaca onde aplicado.

Assim, é formado um padrão semelhante ao CD industrial do item anterior. E o CD-R pode ser lido pela maioria das unidades de CD, mesmo algumas mais antigas.

Lembrar que, na leitura, a potência do laser é menor e não afeta o material fotossensível.

9-) CD regravável (CD-RW)

O CD-R ainda apresenta uma desvantagem em relação às fitas magnéticas: uma vez gravado, o seu conteúdo não pode ser apagado ou modificado. O CD-RW foi a solução desenvolvida para contornar o problema.

É usado um composto que tem a propriedade de mudar o seu estado físico, de cristalino para amorfo e de amorfo para cristalino, em temperaturas diferentes.

Na gravação, é usado o laser de potência mais alta, de forma a fundir o material, deixando-o amorfo e, assim, não refletor de forma semelhante ao CD-R.

Para apagar os dados, a potência do laser é levada a um nível intermediário e o material se torna cristalino e novamente refletivo.

Na leitura, a potência do laser é mínima, não afetando os dados armazenados.

Por ser menos refletivo que o CD prensado de fábrica e o CD-R, o CD-RW exige um detector de maior sensibilidade e, por isso, não pode ser lido por muitos equipamentos mais antigos. Além disso, há necessidade de um formato especial de software para garantir maior proteção contra erros. Em geral, não é usado para gravar música. Usa-se mais para manter cópias de segurança (backup) de dados em computadores.

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Antenas

ANTENAS

Antenas: alguns tipos básicos

Antenas são dispositivos passivos, que transmitem ou recebem radiações eletromagnéticas. Nesta página, algumas considerações básicas sobre este importante componente das telecomunicações.

As formulações matemáticas de alguns parâmetros podem ser bastante complexas e, nestes casos, são dados apenas os resultados, evitando-se considerações mais profundas.

Dipolo de meia onda

É um tipo básico de antena, formado por dois condutores retilíneos, cada um de comprimento de 1/4 do comprimento de onda da radiação a ser transmitida ou recebida (fig 1A).

No vácuo (e de forma aproximada para o ar), a relação entre o comprimento de onda e a freqüência é dada por:
l = 3 10⁸ / f, onde l é o comprimento de onda em metros e f, a freqüência em hertz. A constante
3 10⁸ é a velocidade aproximada de propagação (velocidade da luz).

Desde que a velocidade de propagação nos meios condutores é menor, na prática os comprimentos das antenas são cerca de 95% dos calculados pela fórmula anterior.

A figura 1B dá uma idéia da variação e tensão e corrente (em valores absolutos) ao longo do dipolo. No centro a corrente é máxima e a tensão é mínima. Isso permite deduzir que o dipolo é equivalente a um circuito ressonante RLC série (Fig 1C).

Na ressonância, as reatâncias indutiva e capacitiva se anulam e, portanto, a impedância é puramente resistiva. Para dipolos de meia onda, a impedância na freqüência de ressonância é aproximadamente 72 ohms (lembrar que impedância não significa necessariamente um resistor físico. Afinal os elementos são eletricamente separados. É uma característica que pode ser calculada. Ver página Linhas de transmissão para uma analogia).

Antena isotrópica

Uma antena isotrópica pode ser considerada como um elemento puntiforme, cuja potência irradiada (ou recebida) é a mesma em todas as direções (Pi da figura 2 ao lado).

Na prática ela não existe. É apenas um modelo matemático para comparação com antenas reais. Pode ser simulada de forma aproximada por uma combinação de dipolos de meia onda.

As antenas reais não são isotrópicas, isto é, a potência irradiada (ou recebida) varia de acordo com a orientação (é claro que se considera o aspecto tridimensional, isto é, no espaço. Algumas antenas práticas irradiam de forma aproximadamente uniforme em um determinado plano).

Ganho de uma antena

O conceito de ganho de uma antena deve ser entendido de forma diferente do de um amplificador. Antenas são elementos passivos, não amplificam sinais. O ganho de uma antena expressa a relação com uma antena de referência. Veja exemplo a seguir.

A figura 3 dá a curva aproximada da potência irradiada por um dipolo de meia onda. Um vetor traçado do centro do dipolo até um ponto qualquer da curva representa a potência irradiada na direção do vetor. Assim, a potência máxima irradiada é dada pelo vetor P (ou o oposto de 180°, na outra parte da curva).

Considere agora uma antena isotrópica conforme item anterior, na mesma posição do dipolo e alimentada com a mesma potência da linha de transmissão. Ela irradia uma potência máxima Pi, que é a mesma para todas as direções. Então, o ganho do dipolo de meia onda tendo como referência a antena isotrópica é dado pela relação ente essas potências, expressa em decibéis. Portanto, ganho = 10 log (P/Pi). E o valor encontrado é simbolizado por dBi, para indicar a antena isotrópica como referência (para mais informações sobre decibéis, ver a página Sons e decibéis neste site). Uma antena isotrópica tem ganho de 0 dBi.

Um dipolo de meia onda apresenta um ganho de 2,14 dBi. Alguns fabricantes de antenas indicam o ganho tendo como referência o dipolo de meia onda. Assim, para efeito de comparação, é importante saber a referência, pois há uma diferença de 2,14 dB entre as duas.

Polaridade da radiação

O ângulo que a antena faz com o plano horizontal determina a orientação dos campos elétrico e magnéticos irradiados, os quais são perpendiculares entre si.

Para maior eficiência do conjunto transmissor e receptor, as antenas de ambos devem ter a mesma polarização.

A figura 4 ao lado dá uma representação gráfica.

Antena de quarto de onda

É um arranjo bastante utilizado em comunicação móvel, pois oferece um padrão onidirecional no plano horizontal.

O elemento excitador é um condutor vertical retilíneo de comprimento igual a 1/4 do comprimento de onda do sinal, que é conectado ao condutor central do cabo coaxial. Os elementos auxiliares (4 ou mais) fazem um plano de terra horizontal e as ondas refletidas interagem com a incidente, resultando em uma distribuição uniforme no plano horizontal. A impedância característica está na faixa de 36 ohms.

Notar que as hastes que formam o plano terra podem ser dispensadas quando um já existe, como, por exemplo, o teto de um automóvel.

Antena não múltipla de quarto de onda

Se o comprimento do elemento excitador da antena não é múltiplo de 1/4 do comprimento de onda do sinal, ela não será ressonante, ou seja, não terá o melhor desempenho.

Veja exemplo da Figura 6: uma antena de 5/8 do comprimento de onda tem uma reatância líquida capacitiva. Um indutor L colocado na base com uma reatância indutiva igual, em valor absoluto, a essa reatância líquida anula a mesma e o conjunto se torna ressonante na freqüência do sinal.

Dipolo fechado

Conforme Fig 7, pode ser considerado como dois dipolos de meia onda em paralelo. Nesta situação, a impedância é multiplicada por 2² (4) e, portanto,
Z = 4 x 72 = 288 ohms. É um valor bastante próximo da impedância dos fios paralelos de 300 ohms e, por isso, bastante usados em sinais de VHF, como TV. Se fossem 3, a impedância seria multiplicada por 2³ (8).

Antena Yagi

O nome se deve ao seu inventor, professor Hidetsugu Yagi que, junto com seu assistente Shintaro Uta, desenvolveu por volta de 1924 uma antena sensível e bastante direcional.

É formada por um dipolo de meia onda como elemento excitador, um refletor e um ou mais diretores, conforme Fig 8.

Na transmissão, a interação eletromagnética entre os elementos produz múltiplas irradiações do sinal, na direção dos diretores, com significativo ganho do total irradiado. Na recepção, a malha formada pelos diretores e refletor reforça o sinal.

Devido à simetria e igualdade de impedâncias, não há corrente entre elementos e um suporte condutor pode ser usado. Apenas o dipolo deve ser isolado.

A impedância é baixa, em geral menor que 50 ohms. Para aumentá-la, muitas vezes é usado um dipolo fechado conforme item anterior.

Dependendo do número de diretores, o ganho pode ser alto. Valores típicos vão de 7 a 15 dB.

Conforme já dito, é bastante direcional. Na Fig 9, uma curva aproximada da potência de irradiação.

Apresenta uma largura de banda estreita, o que pode ser vantajoso para algumas aplicações e limitante para outras.

Embora possa ser usada para transmissão, não é adequada para altas potências devido ao efeito corona entre os elementos.

Conforme dito no início desta página, por enquanto não cabem aqui considerações matemáticas mais profundas. Apenas para esclarecimento, o nome se deve à variação periódica de alguns parâmetros com o logaritmo da freqüência.

A Fig 10 dá a disposição de uma com 5 elementos. São dipolos de comprimentos diferentes e com espaçamentos diferentes, interligados de forma alternada e com um loop no final.

O arranjo confere uma vantagem importante: a ampla faixa de freqüências em que pode operar.

Se, por exemplo, o receptor sintoniza um sinal de freqüência igual ou próxima à de ressonância do segundo dipolo (da esquerda para a direita), o primeiro atua como refletor e os outros como diretores. E de forma análoga para os demais dipolos. Pode-se assim dizer que o elemento excitador varia de acordo com a freqüência do sinal.

Na prática, antenas log-periódicas podem ser construídas para operar em faixas de freqüências da ordem de 2:1 ou mesmo superiores. Ganhos da ordem de 6,5 a 10,5 dBi são comuns.

Devido à elevada largura de banda, este tipo é amplamente empregado na recepção de sinais de televisão aberta, evitando o uso de múltiplas antenas, conforme ocorrido até certa época.

Antena parabólica

Quando as freqüências chegam à faixa de microondas, isto é, com valores contados em gigahertz, o comportamento das antenas muda. As indutâncias e capacitâncias próprias dos condutores tornam-se significativas e, de forma simplificada, pode-se dizer que os sinais tendem mais a se refletirem nos condutores do que serem conduzidos pelos mesmos.

A Fig 11 dá exemplo de uma antena tipo corneta para microondas. É um tipo de guia de ondas de formato cônico, fechado em uma extremidade. Os sinais captados pela corneta são levados ao circuito por um pino condutor, indicado em vermelho na figura.

Desde que as dimensões da corneta têm relação com o comprimento de onda, elas são pequenas e o ganho não é dos maiores. Para contornar isso, usa-se um refletor parabólico, conforme arranjo da Fig 12.

A parábola é uma curva matemática que tem uma propriedade especial: todos os raios incidentes paralelos ao eixo são refletidos para o mesmo ponto, chamado foco da parábola. Portanto, uma corneta situada no foco recebe uma intensidade significativa de sinal, tanto maior quanto maiores as dimensões do refletor.

O conjunto permite formar antenas com os maiores ganhos. Valores como 60 dB ou maiores são possíveis. Isso é fundamental para a recepção de sinais de satélites, uma vez que as limitações do artefato impedem a transmissão com potências altas.

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Amplificadores operacionais

Amplificadores operacionais são circuitos bastante usados em instrumentação analógica, permitindo a execução de uma série de operações matemáticas como soma, multiplicação, comparação, etc com elevados níveis de precisão.

Nos tempos atuais, a sua construção é feita em circuitos integrados e nesta página serão considerados como blocos, uma vez que sua implementação interna não é o objetivo, mas sim as suas aplicações e características.

1-) Conceito básico

Um amplificador operacional tem a representação simbólica dada pela Figura 1.1 abaixo.

A tensão de alimentação do circuito interno Vcc e massa estão indicadas apenas nesta figura e serão omitidas nas demais por questão de clareza.

Possui uma saída O, uma entrada inversora (-) e uma entrada não inversora (+).

Considerando a o ganho, a relação entre as tensões V2 e V1 aplicadas nas entradas e a saída Vo é dada por:

V_o = a ( V₁ - V₂ ) #I.1#.

Ou seja, é um amplificador linear cuja tensão de saída é proporcional à diferença entre as tensões aplicadas nas entradas.

2-) Principais características

Um amplificador operacional ideal teria alguns parâmetros nulos e outros infinitos. Como isto não se consegue na prática, alguns são bastante baixos e outros são bastante altos para uma aproximação com o ideal. Veja alguns:

Ganho a: no ideal seria infinito. Na prática, valores como 200 000 são usados.

Impedância de entrada: infinita no ideal. Na prática, valores como 10 MW são possíveis (isto significa que o amplificador não consome corrente pelas entradas).

Impedância de saída: nula no ideal. Valores como 75 W são usados na prática, significando ausência de queda de tensão interna na saída.

Resposta de freqüência: de 0 ao infinito no ideal. Na prática escolhem-se tipos com resposta bastante acima da freqüência na qual irão operar para dar uma aproximação do ideal.

Relação de rejeição em modo comum: este parâmetro provavelmente é mais conhecido pela sigla inglesa CMRR (common mode rejection ratio). Conforme igualdade I.1, um amplificador operacional ideal tem saída nula se as entradas são iguais. Nos circuitos práticos, há sempre uma pequena saída com as entradas iguais, condição esta chamada de modo comum. A condição usual, isto é, com tensões de entrada diferentes, é chamada modo diferencial. E o parâmetro é dado pela relação, expressa em decibéis, dos ganhos em ambas condições CMRR = 20 log (ganho modo diferencial / ganho modo comum). Um circuito ideal teria CMRR infinito.

3-) Circuito multiplicador

Ver o circuito da Figura 3.1: uma tensão V_i é aplicada na entrada inversora através de uma resistência R₁ e esta recebe uma realimentação da saída através de R₂. A entrada não inversora é colocada em potencial nulo.

pois V₁=0. Substituindo na anterior:

R₂V_i + R₂V_o/a = -R₁V_o/a - R₁V_o. Desde que o ganho a é muito alto, pode-se considerar nulas as parcelas que têm a como divisor e, portanto, R₂ V_i = - R₁ V_o ou

V_o = - (R₂/R₁) V_i #III.1#.

Ou seja, a tensão de saída é igual ao inverso da entrada, multiplicado pelo fator dado pela relação entre R₂ e R₁.

Se R₁ e R₂ são resistores de precisão, o cálculo será igualmente preciso. Uma aplicação que se pode imaginar é o uso de múltiplas escalas em instrumentos, variando-se R₁ e/ou R₂ por meio de comutação com chaves e vários resistores.

4-) Terra virtual

Um fato interessante é observado quando se determina a impedância no nó S do circuito do tópico anterior.

A impedância é dada pela relação entre o potencial no nó (V₂) e a corrente em R₁: Z = V₂/I_R1.

Já foi visto que a corrente em R₁ é igual à corrente em R₂: I_R1 = I_R2 = (V₂ - V_o)/R₂ e substituindo temos:

Z = V₂ R₂ / (V₂ - V_o) = R₂ / (1 - V_o/V₂) = R₂ / (1 + a) #IV.1#.

Como o ganho a é muito grande, a impedância é muito baixa (nula no caso ideal), embora o nó não esteja diretamente em contato com a massa. Daí o nome de terra virtual. Isto, em outras palavras, pode ser explicado pela realimentação negativa, que tende a anular a entrada em S, mantendo-a no potencial da massa. Também significa que não há corrente circulando entre o nó S e a terra.

Devido à terra virtual, pode-se concluir que a impedância na entrada (ponto de aplicação de V_i) é igual a R₁.

5-) Circuito somador

A expressão V_o = - (R₂/R₁) V_i do circuito multiplicador pode ser escrita como V_i/R₁ = - V_o/R₂. Isso está de acordo com o conceito de terra virtual do item anterior pois, como não há corrente entre o nó S e a terra, a corrente que entra deve ser igual à que sai com sinal invertido para atender à lei de Kirchhoff.

Assim, se R₁ é substituído por um conjunto de resistências, por exemplo R_a, R_b e R_c conforme Figura 5.1 ao lado, devemos ter:

V_a/R_a + V_b/R_b + V_c/R_c = = -V_o/R₂ ou

V_o = -R₂ ( V_a/R_a + V_b/R_b + V_c/R_c).

Se R_a = R_b = R_c = R temos V_o = -R₂/R (V_a + V_b + V_c) #V.1#.

Assim, sendo R₂ e R conhecidos, pode-se obter a soma das tensões de entrada.

6-) Circuito integrador

Se, no circuito multiplicador, R₂ for substituído por um capacitor C conforme Figura 6.1 e considerando que a corrente que chega em S é igual à que sai com sinal invertido conforme já visto, pode-se calcular a saída V_o em função de V_i.

Lembrando que em um capacitor V = q/C onde q é a carga elétrica e que q = ò i dt, temos:
V_o = q/C = (1/C) ò i_Cdt e, como i_C = -i = -V_i/R₁, substituindo:

V_o = -(1/R₁C) ò V_i dt #VI.1#.
Ou seja, a tensão de saída é igual à integração da tensão de entrada ao longo do tempo.

A Figura 6.2 mostra um exemplo: uma tensão de entrada V_i em forma de um pulso corresponde a uma saída V_o em forma de rampa.

Isso tem aplicação, por exemplo, em controles PID, onde uma variável de controle em forma de pulso é suavizada para uma rampa a fim de melhor correspondência com a inércia do sistema a controlar.

7-) Circuito diferenciador

Se, no circuito anterior, R₁ e C são trocados de posições, resulta na função inversa.

Considerando que i = dq/dt e q = CV e fazendo a igualdade das correntes:

- V_o/R₁ = i = dq/dt = d( C V_i)/dt = C dV_i/dt ou:

V_o = -R₁ C dV_i/dt #VII.1#. Assim, o circuito opera como um diferenciador.

8-) Comparador

Pela igualdade do circuito básico (tópico Conceito básico), V_o = a ( V₁ - V₂ ), é fácil deduzir que se V₁ = V₂ então V_o = 0. Assim, o amplificador operacional pode funcionar como um comparador no qual a saída será nula se as tensões aplicadas nas entradas forem iguais.

9-) Amplificador logarítmico

Se o elemento de realimentação for um componente não linear conforme Figura 9.1, o resultado será um amplificador logarítmico.

O desenvolvimento matemático não é dado porque envolve conceitos ainda não disponíveis neste site.

O resultado será V_o = a ln (b V_i/R₁) #IX.1#. Onde a e b são constantes.

10) Exemplo de circuito I

O circuito da Figura 10.1 é exemplo de um voltímetro.

Com a escolha adequada dos resistores, pode-se obter diversas escalas.

11) Amplificadores de transcondutância

O amplificador operacional de transcondutância, OTA (do inglês operational transconductance amplifier), funciona de forma similar ao convencional até aqui citado.
A diferença básica é que as tensões de entrada controlam a corrente (não a tensão) da saída através da transcondutância, simbolizada por G_m.

Portanto: I_o = G_m (V₁ - V₂) #XI.1#.

Outra diferença é a impedância de saída, que é alta em comparação com a baixa impedância do convencional. Além disso, o valor da transcondutância pode ser controlado por uma corrente externa, simbolizada por I_ABC e aplicada numa entrada própria (não indicada na figura).

As características do amplificador operacional de transcondutância fazem-no mais adequado para certas aplicações como filtros ativos, mas isso será assunto de próxima atualização.

O circuito da Figura 11.2 é um simulador de indutância com dois OTAs idênticos.

Para análise, lembrar que a impedância de um indutor é dada por Z_L = jwL e de um capacitor, Z_C = -j/wC. Onde: j unidade imaginária (Ö-1), w freqüência angular (2pf), L indutância, C capacitância.

Conforme circuito, I_e = -G_m V_c e V_e = I_c / G_m.
A impedância de entrada é Z_e = V_e / I_e. De forma similar, a impedância do capacitor é Z_c = V_c / I_c = -j / wC. Ou
I_c = V_c / (-j/wC) = j V_c w C. E substituindo esta e as anteriores na impedância de entrada:
Z_e = V_e / I_c = (I_c / G_m) / (-G_m V_c).

Z_e = - j V_c w C / V_c G_m² = - j w C / G_m².

Considerando - C / G_m² = L, temos: Z_e = j w L, ou seja, o circuito se comporta como uma indutância virtual.

12) Abrindo a caixa preta

Conforme dito no início, não é propósito desta página a implementação interna do amplificador operacional.

O circuito da Figura 12.1 é apenas uma curiosidade de um amplificador operacional simples. Tem um ganho na faixa de 100000 e uma impedância de entrada perto de 5 M (devido ao uso dos FETs na entrada).

É evidente que a implementação nos circuitos integrados é mais complexa, para oferecer características inexistentes neste circuito simples, como estabilidade a variações de tensão de alimentação, compensação de temperatura e outras.

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